3.2 基于UC3843构成的100W恒功率电源设计

目前对于中功率开关电源，常常利用变压器屏蔽绕组对变压器屏蔽的方法来降低开关管的漏电流，抑制EMI，这种方法是提高产品质量，降低生产成本的一种主要手段。在AC/DC开关电源变换中，漏电流主要来自Y电容，设计工程师对变压器进行屏蔽或在电源电路的输入端设计一个计算好了的阻容滤波电路，可以大大降低Y电容在电源转换过程中所存储的电能。UC3843恒功率开关电源的首要任务是降低或消除漏电流，其次是抑制EMI，除此以外，还要对电路进行全程检测、调节，以确保电源的各项技术指标达标，能使电源电压恒定输出。

3.2.1 UC3843功能简介及引脚特点

由二次侧LM393组成的电压判别检测电路，对于电源的使用寿命有很大的帮助。恒压源的主要缺点是电源在开启的瞬间会产生一个大的冲击电流，电流流进IC内部使内部的脉宽调制部件发热，改变了调制脉宽的波形，这使所有的变换器不允许的。LM393有着抑制平衡冲击电流的功能。

UC3843与UC3842的结构极为相似，但在内部结构中，在驱动器的后面增加一只MOS管和一只NPN型晶体管，如图3-3所示，大大增加了变换功率的总量。为防止变换器功率容量随输入电压变化，采用了输入前馈补偿技术，在轻载时，电路采用了精密稳压源加LM393放大输出，保证了输出电源的稳定。

UC3843采用8脚DIP封装，引脚排列如图3-3所示。

1脚（CO）：误差放大器反向输出。

2脚（BF）：反馈电压输出。一般可接“地”。

3脚（MO）：电流检测输入。它的最低启动电压为6.5V，最大启动电流为1.2mA；门控电压为0.6～0.85V，门控电流为600μA，吸收电流小于200μA。

4脚（RT/CT）：外接定时元件。通过外接电阻、电容可计算片内振荡频率。

5脚（GND）：公共地。信号地、电源地接在GND。

6脚（OV）：脉宽调制输出电压。

7脚（VCC）：电源。它的启动电流为62μA，启动电压为6.5V，供电电压为12V左右。

8脚（REF）：基准电压输出。它与4脚组合外接阻容元件构建片内振荡。

3.2.2 电路特点

1）电路结构利用反激式电能转换形式，通过输出电压采样、光耦合，经UC3843内部比较、整形处理，调制占空比，驱动功率开关管，输出恒定电压，这一复杂工艺过程只需要十几毫秒时间，速度快，控制准确，比普通电源控制芯片要高出一两个等级。

2）工作频率可在50kHz以上而不发生磁饱和，电源的负载调整率达到7%，电压调整率可达到0.01%，启动电源小于1mA。芯片可工作在50℃的温度环境下，电路输出的电流、电压保持恒定。

3）输入电压的范围宽，为AC65～265V（50/60Hz），这个特点使芯片适用于全球各个国家，市场需求非常大。

4）恒功率输出，适用于笔记本电脑、汽车蓄电池用充电器、医疗卫生诊断仪和工业自动控制等设备，应用较为广泛。

5）可靠性高、成本低、稳定性好、效率高，这是广大用户所需求的电源设备目标，但是，真正达到这一目标是比较困难的。UC3843、UC3842进入应用市场的时间较长，目前市场运用的广泛性、适用性、性价比是很多新电源控制芯片不可比拟的，而且其在制作调试上非常简便。

6）电路采用了自动恒流控制，自动调节，电压负反馈稳定输出，使通过MOSFET的峰值电流大大降低，它不但为电流的恒流输出创造了条件，而且还降低了功率开关管的管温、管耗，不受现场环境的影响，为优化电源电气参数的可靠性创造了条件。

3.2.3 UC3843电路工作原理

UC3843电路由低通滤波EMI抑制电路、交流电压整流滤波电路、反激式AC/DC变换电路、输出整流滤波电路以及输出电流电压自动检测控制电路组成。其工作原理如图3-4所示。交流电压从85～265V宽幅输入到C1抗串模干扰和C2、C3、L1组成的抗共模干扰电路，它是抑制EMI的第一道防火墙，电压还将经过压敏电阻RV和热敏电阻RT以防御浪涌峰值电压和高温环境下的异常变化，电压还将经过桥式整流输出100Hz的脉动直流电压，并经过电解电容C4滤波变为310V的直流电压，这个电压一路供给振荡变压器TR1的一次绕组，另一路由电阻R3降压，向IC1的7脚提供启动工作电压，电阻R6、电容C5以及阻塞二极管VD1组成的缓冲网络吸收电路，用来吸收变压器TR1的一次侧以及二次侧反向感应给一次侧的漏电感和尖峰电压。电阻R11是电流检测电阻，R4、R5是输入电压降压检测电阻，用它们来检测电路所出现的各种异常现象。反馈绕组NF、电容C6、电阻R7以及二极管VD2所组成的电路向IC1提供工作电压，R7的作用是滤波和抑制低频噪声。R9、C11是电路工作振荡元件。R8、C9是保证误差负反馈信号不失真稳定地传给IC1的1脚。R10、VD3为开关功率管加速翻转提供通路。C7降低IC1的基准电压耦合，防止杂波信号侵入。C20、R20为反馈电压提供频率补偿，R19是PC817C的限流电阻，R18用于稳定TL431的工作电流，当电源输出超载或出现短路时，PC817C的发光二极管不会出现零电流，使TL431稳定。由R24、R22、R23、R28、R27、R29、IC2B组成恒流输出电路，当输出负载电流增加时，流过R15的电流跟着增加，电流在R15的压降上升，该电压经过R30送到IC2B的反相输入端3脚，运算放大器IC2B的1脚输出高电平，R29给VT3的基极提供驱动电流，VT3由此导通。由VT3、IC2B与R21并联的等效电阻降低，使输出电流也降低。同时1脚输出的高电平也送到IC2A的5脚同相输入端，同样R24、R22、R23、R26向IC2A的7脚提供高电平，通过VD7、R27加到IC3的精准电压输出端，此电压与原先的取样电压相加控制输出电压，以上电路就是恒流、恒压的控制基本原理，如图3-4所示。

振荡变压器TR1、VD2、C6是UC3843的供电电路。一般IC1的启动电源接到桥式整流的高压直流线上，而本电路设计IC1的启动电源接到交流输入线的一端，它的优点是降低了因接到直流高压的损耗。当输入出现短路时，变压器的反馈绕组不会因为输出的异常而影响IC1的供电。

3.2.4 电路元器件设计及参数的计算

设输入参数：AC85～265V，50Hz，η=85%，fwo=100×103Hz，输出参数：Vo1=44V（2A），Vo2=12V（1A），VF=15V（0.5A）。

查表3-1，VBmin=150.24V，VBmax=303.52V。

直流输入电压：Vi（min）=120.19V，Vi（max）=374.71V。

1．低通输入参数的计算

（1）输入输出功率

Po=Vo1·Io1+Vo2·Io2=44×2W+12×1W=100W

Pi=Po/η=100/0.85W=117.65W

（2）IC1振荡频率

fosc=Kosc/（R9·C11）

式中，Kosc为RC振荡电路介电常数，取1.732。

fosc=1.732/（1.5×103×15000×10-9）kHz=77kHz

（3）矢量占空比

Dmax=VOR/（VOR+Vi（min）-VDS（on））=135/（135+120.19-10）=0.551

Dmin=Vi（min）η2/（VOR+Vi（min）-VDS（on））=120.19×0.852/（135+120.19-10）=0.354

（4）输入有效电流和平均电流

（5）一次整流滤波电容C4的容量

（6）输入负载阻抗

rLC=Vi（max）/Iave=374.71/0.443Ω=845.85Ω

（7）低通滤波电容的容量

Cfr=C1∥（C2+C3）=0.47×10-6F∥（2200+2200）×10-12F=4.36×10-9F

（8）低通滤波作用的高低频段

2．PWM转换元件的计算

（1）转换的峰值电压、峰值电流及一次整流二极管及开关管的选用

峰值电流IPK

IPK=Po/（VBmin·η·Dmin）=100/（150.24×0.85×0.354）A=2.237A

峰值电压VPK

式中，，Dmax和LP可根据3.2.5节方法1得到。

经计算选用整流二极管所承受的电流为反向最大电流一半的3倍，所承受的反向电压为峰值电压一半的2倍，即，，所以整流二极管选用1N5406，所选用的整流桥的电流、电压均大于上面计算的数字。开关功率管也可通过查表2-2选用。

（2）IC1供电电源降压电阻R3、R14的计算

由交流电网的一相电源取压，电阻R3、R14降压，经降压后用C6滤波，用于IC1的启动电压。

（3）电流检测电阻R13的计算

输入信号经3脚与片内的比较器比较后去驱动触发器。实施片内PWM的开启与关闭，起到脉宽调制和过电流保护的作用。它的吸收电流小于100μA。它的门控电压为0.65～0.85V。

R13=Vdoor/（1.2IPK）=0.8/（1.2×2.237）Ω=0.298Ω≈0.3Ω

（4）网络吸收电路R6、C5

为保护IC和开关MOSFET，所有的开关电源都设计了网络吸收电路，它不但保护功率转换顺利进行，而且对网络电路发射的射频起抑制和削减作用。现计算网络电路的阻抗Rpar：

由R6、C5所形成的高频振荡，其振荡时间常数比工作频率大2倍左右，电路工作频率为100kHz，设网络高频是工作频率的2.2倍，即工作周期。计算C5的容量：

C5=Twor/Rpar=22×10-6/（43×103）F=0.51nF

容抗ZC5=K/ωC5=1/（2πfwor·C5）=44.4/（6.28×220×103×0.51×10-9）Ω=63kΩ

（5）计算吸收电阻R6

R6∥ZC5=Rpar

将上面的计算结果代入得

R6·63/（R6+63）=43kΩ

得R6=135.45kΩ

（6）IC1的供电限流电阻R7

式中，VF由后面的变压计算方法得VF=63.225V；VAC（min）为输入最低电压的一半；Vwor和Iwor为IC1的工作电压和工作电流，取20V和20mA。设VD2的工作压降为0.5V，有

（7）滤波电容C6

式中，fosc的频率是AC50Hz的工频与二次绕组的100kHz振荡频率同时进入电路，又经电容C6整流，运用节定位法，选定fosc为10kHz左右，K为充电系数K=3.1，得到

C6=（KVccVF）2/[（2πfosc）2R7]=（3.1×20×63.225）2/[4π2（10×103）2×10]F=47.45×10-6F≈47μF

（8）检测电流转换电压电阻R11

查看UC3843资料可知，3脚的门控电流Idoor=600μA，门控电压Vdoor=0.65V，得到

R11=Vdo/Ido=0.65/（600×10-6）Ω=1.083×103Ω≈1kΩ

（9）光敏接收晶体管旁路电容C9

IC4为UC3843控制输出电压采样光电转换器件，IC4的接收晶体管，很容易受采样传输过程中的杂波脉冲或外界信号干扰，C9是为加快信号传输，防止干扰而设计的器件。

C9=Kce·tce·Ioc/（2π·Vce）

式中，Kce为输入光电信号对IC片内的误差放大器充电系数，取2.5%；tce为信号电流充到最大值所需的时间，tce=15ms；Ioc为软启动电流，设为1.2mA。

C9=0.025×15×10-3×1.2×10-3/（3.14×2×6.5）F=11×10-9F，取10000pF

（10）电容启动电阻R4、R5的计算

根据UC3843的功能、指标，它的最低启动电流为62μA，最低启动交流电压为90V，所以

（11）滤波电容C7的计算

电容C7是将半相输入的交流电压的谐波旁路，它与降压电阻R3、R4并联以改善IC1的供电质量。

Kce=Kpc/（2πfnarC7rLC）

式中，Kce为电容C7的充电系数，取10%，该系数与材料和容量有关；Kpc为整流后的波形系数，取12%；fnar为电路谐波频率，取100kHz；rLC为最大输入负载阻抗。

C7=0.12/（2×3.14×100×103×0.1×845.85）F

C7=2.3nF

3．输出控制元件的计算

（1）发光二极管限流电阻R19

R19=（Vo2-VREF-VLED）/IF

式中，VREF为TL431的基准电压，为2.5V；VLED为发光二极管的管压降，取0.4V；IF为发光二极管的工作电流，取120mA。

R19=（12-2.5-0.4）/（120×10-3）Ω=75.8Ω，取75Ω

（2）输出反馈电阻R16、R17

设R20=4.7kΩ，总反馈电流为

IF=VREF/R20=2.5/（4.7×103）A=0.532×10-3A

R17+R16=（Vo1-VREF）/IF=（44-2.5）/（0.532×10-3）Ω=78kΩ

取R17=3kΩ，R16=75kΩ。

（3）轻载保护R18

R18=（VREF-VLED）/IAK

式中，IAK为TL431阴极电流，为1～100mA，不得小于1mA，取2mA。

R18=（2.5-0.4）/（2×10-3）Ω=1.05×103Ω≈1kΩ

（4）二次整流滤波电容C15、C16、C17

式中，Vrip为纹波电压，是输出电压的2%，Vrip=44×0.02V=0.88V；ton（max）为整流二极管的导通时间，ton（max）=Dmax/（2fwor）=0.521/（2×100×103）s=2.6×10-6s=2.6μs。

取C15=1800μF，C16=1200μF，C17=200μF。

（5）UC3843过电压或欠电压保护电阻R5、R4

IC1的3脚不但具有过电流保护，而且还具有过电压、欠电压保护。它的最大吸收电流有190μA，最低吸收电流为60μA。

R4+R5=Vi（max）/Idoor（max）=374.71/（190×10-6）Ω=1.972×106Ω≈2MΩ

当输入电压高出20%时，。它的吸收门控电流Idoor（max）=Vi（max）/（R6+R5）=449.65/（2×106）A=224.825μA。

3脚在这种输入高电流的作用下，经片内比较器与基准电流比较，触发锁存器关闭，脉宽调制停止工作，起到过电压保护；当输入电压低于85V，只有75V时，，低于60μA，IC1实施欠电压保护。

（6）信号滤波补偿电阻R8

IC4的接收晶体管C-E极的绝缘电阻无穷大，C-E极电压为4.5V左右，最低正向电流为1mA，所以电阻R8=VCF/IFL=4.5/（1×10-3）Ω=4.5kΩ，取4.7kΩ。

（7）输出恒流电路

IC2A、VT2、R25、R27、R28、R26为输出恒流电路，首先计算IC2的6脚、1脚电压：

V（6、1）=（Vo2-VT3（be））R29/（R29+R25）=（12-0.3）×2/（2+47）V=0.48V

再计算IC2的2脚和5脚的端电压：

V（5、2）=Vo2·R22/（R22+R23+R24）=12×1/（1+10+5.1）V=0.745V

当输出负载电流增加时，流过R15的电压上升，该电压经大地再送到IC2B的3脚与2脚0.745V，电压比较后1脚输出一高电平。R29给VT3的基极提供驱动电流，VT3导通，这时VT3、IC2B、R27、R21并联等效电阻下降，高电平也使IC2A的6脚与原来只有0.48V相比高了0.3V，IC2A的7脚输出高电平，此电平经VD17、R27加到IC3的VREF，两个电压同时加到控制基准电压端，使输出电流下降，这就是恒流恒压的基本原理。

VT3导通后的阻抗：

Zp=（R27+R28）×R21/（R27+R28+R21）=（10+2）×4.7/（10+2+4.7）kΩ=3.38kΩ

显然比R21=4.7kΩ小了。

（8）Vo2恒压输出，R32的计算

设R31=2.5kΩ，则

反馈电流IFO=VREF/R31=2.5/（2.5×103）A=1×10-3A

反馈电阻R32=（Vo2-VREF）/IFO=（12-2.5）/（1×10-3）Ω=9.5kΩ

3.2.5 UC3843高频变压器的计算

输入参数：85～265V，50Hz，fw=100kHz，η=0.85

输出参数：Vo1=44V，Io1=2A，Vo2=12V，Io2=1A，VF=15V，IF=0.5A

查表3-1：VBmin=150.24V，VBmax=303.52V

输出功率：Po=Vo1·Io1+Vo2·Io2=44×2W+12×1W=100W

输入功率：Pi=Po/η=100/0.85W=117.65W

输出电流：Ipo=Po/（VBmin·η）=100/（150.24×0.85）A=0.783A

方法1

（1）变压器线圈正向匝比n及占空比导通时间

（2）峰值电流IPK

IPK=IPO/Dmin=0.783/0.35A=2.237A

（3）一次绕组电感LP

LP=VBmax·ton（min）/IPK=303.52×3.5/2.237μH=475μH

（4）变压器磁心的磁感应强度ΔB

ΔB=VBmin·Dmin/（VBmaxη）=150.24×0.35/（303.52×0.85）T=0.204T

根据经验公式计算变压器磁心截面积Ae：

根据输入功率和工作频率查表3-2选用PQ26/20，Ae=113mm2，窗口面积Aw=70.4mm2，结果与计算相近。

选择磁心不能单凭工作频率和输入功率，还要通过磁感应强度和开关管的导通时间进行计算。

（5）变压器一次绕组匝数NP

NP=VBmax·ton（min）/（ΔB·Ae）=303.52×3.5/（0.204×113）=46.084

（6）变压器二次绕组及反馈绕组电压VS2、VS2、VF

设K为整流系数。交流50Hz时的半波整流K=0.45；100kHz时的半波整流K=0.450.434，也是。

VS1=（Vo1+VD+VL）/K=（44+0.4+0.3）/0.707V=63.225V

VS2=（Vo2+VD+VL）/K=（12+0.4+0.3）/0.707V=17.963V

VF=（VFO+VD+IC1·R7）/K=（15+0.4+10×20×10-3）/0.707V=22.065V

（7）变压器二次绕组及反馈绕组匝数NS1、NS2、NF

NS1=NP·VS1/（VBmax·Dmax）=46.084×63.225/（303.52×0.521）=18.426

NS2=NP·VS2/（VBmax·Dmax）=46.084×17.963/（303.52×0.521）=5.235

NF=NP·VF/（VBmax·Dmax）=46.084×22.065/（303.52×0.521）=6.430

（8）变压器磁心气隙δ

δ=4π×10-7·N2P·Ae/LP=12.56×10-7×46.0842×113/475m=0.635mm

方法2

（1）变压器正向匝比及占空比n、Dmax、Dmin

（2）变压器一次电感LP

式中，KRP为纹波电流与峰值电流比值。

LP的另一种计算：

LP=V2Bmin·ton（max）·Dmin/（Po·η）=150.242×5.18×0.346/（100×0.85）μH=476μH。

（3）一次峰值电流IPK

IPK=VBmaxton（min）/LP=303.52×3.46/476A=2.206A

（4）变压器一次绕组匝数NP

NP=VBmaxn/（4πIPKη）=303.52×3.675/（12.56×2.206×0.85）=47.362

（5）变压器磁心磁通量ΔB

ΔB=VBmaxn/（AeNP）=303.52×3.675/（113×47.362）T=0.208T

（6）二次绕组及反馈绕组电压VS1、VS2、VF

VS1=（Vo1+VD+VL）ton（max）/n=（44+0.4+0.3）×5.18/3.675V=63.006V

VS2=（Vo2+VD）ton（max）/n=（12+0.4）×5.18/3.675V=17.478V

VF=（VFO+VD+R7ICC）ton（max）/n=（15+0.4+10×20×10-3）×5.18/3.675V=21.990V

（7）二次绕组及反馈绕组匝数NS1、NS2、NF

NS1=（VS1+VD）（1-Dmin）NP/（VBmaxDmin）

=（63.006+0.4）（1-0.346）×47.362/（303.52×0.346）=18.701

NS2=（VS2+VD）（1-Dmin）NP/（VBmaxDmin）

=（17.478+0.4）（1-0.346）×47.362/（303.52×0.346）=5.273

NF=（VF+VD）（1-Dmin）NP/（VBmaxDmin）

=（21.99+0.4）（1-0.346）×47.362/（303.52×0.346）=6.604

（8）变压磁心气隙δ

δ=4π×10-4·NPIPK/ΔB=12.56×10-4×47.362×2.206/0.208=0.631mm

方法3

（1）变压器反向匝比及变换占空比

（2）变压器一次绕组峰值电流

IPK=Po/[（Vi（min）-VDS）Dmin]=100/[（120.19-2.5）×0.384]A=2.21A

（3）变压器一次绕组电感

LP=VBmax·Dmin·η2/（2Po）=303.52×0.384×0.92/（2×100）mH=0.472mH

（4）磁心的磁通密度

ΔB=VBminton（max）/（10LPη2）=150.24×5.24/（10×472×0.92）T=0.206T

（5）高频变压器一次绕组匝数

由图3-4可知，变压器二次绕组由NS1和NS2串联而成，而NS2由精密稳压源和VT2并联而成，NS2的绕组电压VS2=（VD5+VT2（ce）+Vo2）/（ton（min）nη），NP=VBminAe/（LPIPO）=150.24×113/（472×0.783）=45.937。

（6）变压器二次绕组及反馈绕组电压

VS1=（Vo1+VD4+VL2）/（ton（min）nη）=（44+0.4+0.3）/（3.84×0.197×0.9）V=65.65V

VS2=（Vo2+VD4+VIC3）/（ton（min）nη）=（12+0.4+2.5）/（3.84×0.197×0.9）V=21.885V

VF=（VFO+VD2+VR7）/（ton（min）nη）=（15+0.4×10×15×10-3）/（3.84×0.197×0.9）V=22.641V

（7）变压器二次绕组及反馈绕组匝数

NS1=VS1nη2/Dmax=65.65×0.197×0.92/0.524=19.992

NS2=VS2nη2/Dmax=21.885×0.197×0.92/0.524=6.664

NF=VFnη2/Dmax=22.641×0.197×0.92/0.524=6.895

（8）变压器磁心气隙

δ=IPKDmax/（10ΔBη）=2.21×0.524/（10×0.206×0.9）mm=0.625mm

方法4

（1）变压器匝比及占空比

（2）变压器一次绕组电感

LP=2PoDmaxDminη2/（I2pof）=2×100×0.352×0.523×0.92/（0.7832×100×103）H=0.486mH

（3）峰值电流

IPK=VBmaxton（min）/LP=303.52×3.52/486A=2.198A

（4）一次绕组匝数

NP=2Aeton（max）/（4πIPKη）=2×113×5.23/（12.56×2.198×0.9）=47.572

（5）磁心磁感应强度

ΔB=VBmaxton（min）/（AeNP）=303.52×3.52/（113×475.72）T=0.199T

（6）二次绕组及反馈绕组电压

VS1=（Vo1+VD+VL）/（ΔBton（min））=（44+0.4+0.3）/（0.199×3.52）V=63.813V

VS2=（Vo2+VD+VIC3）/（ΔBton（min））=（12+0.4+2.5）/（0.199×3.52）V=21.217V

VF=（VFO+VD+R10IC）/（ΔBton（min））=（15+0.4+10×15×10-5）/（0.199×3.52）V=22.006V

（7）二次绕组及反馈绕组匝数

NS1=（VS1-VD-VL）/（ΔBton（max）ton（min））=（63.813-0.4-0.3）/（0.199×5.23×3.52）=18.891

NS2=（VS2-VD-VIC3）/（ΔBton（max）ton（min））=（21.217-0.4-2.5）/（0.199×5.23×3.52）=5.0

NF=（VFO-VD-R10IC）/（ΔBton（max）ton（min））

=（22.006-0.4-10×15×10-3）/（0.199×5.23×3.52）=5.894

（8）变压器磁心气隙

δ=LPNP/（10ton（min））=0.486×47.572/（10×3.52）mm=0.657mm

（9）变压器一、二次绕组导线截面积

SP=KCuIPK/JT

式中，KCu为变压器耦合系数，取1.2；JT为导线电流密度，取5A/mm2。

SP=1.2×2.198/5mm2=0.528mm2

导线直径，查表3-3，选用AWG20。

SS=KCu·Io1/JT=1.2×2/5mm2=0.48mm2

导线直径：，查表3-3，选用AWG21。