第3章 不同输出功率电源设计

3.1 基于UC3842构成的46W、工作频率500kHz的电源设计

UC3842是应用比较广泛的一种电源芯片，由美国尤尼创（Unitrode）公司开发，它利用固定工作频率调节占空比控制输出电压。控制芯片既可用作正激式电源变换，也可以用作反激式电源变换。其结构较简单，制作容易，生产成本低廉，可用于医疗器械、工业自动化仪表、电信等各个领域。

UC3842电源电路的一个主要优点是电压调整率和负载调整率都非常好，它的工作频率可高达500kHz，而启动电流小于1.5mA，利用高频变压器可实现离线式变换，输出电功率可达65W以上。

3.1.1 UC3842电路特点和结构

UC3842采用DIP-8封装，如图3-1所示。它的1脚为误差放大器输出端，片内的基准电压与片外的反馈电压经比较后，由该脚输出；2脚是反馈电压输入端，输入电压与误差放大器同相端的2.5V的基准电压进行比较，所产生的电压差去调整脉冲宽度，达到控制输出电压的目的；3脚为电流检测输入端，它的最大吸收电流为190μA，最小吸收电流为60μA，不但具有过电流保护，而且还具有过电压、欠电压保护，它的门控电流为600μA，门控电压为0.5V；4脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接阻容时间常数决定；5脚为公共接地端；6脚为脉宽调制输出端，片内由双三极晶体管并联放大后有较大的电流输出；7脚为直流电源供电端，电源接通时，直流电压经R1、R2降压，给电容C8充电，充电电压升到一定的量后，芯片开始工作，它的工作电压Vwor=16V，随后振荡变压器开始振荡，于是TR1的反馈线圈产生感应电压，此电压经（VD6）整流，C8滤波，于是IC1的工作电压建立；8脚为5V电压输出端，它与4脚串接一电阻，为片内提供固定的工作频率。图3-2是电源电路的原理图。交流电压由C1、C2、L1进行低通滤波。C1、C2、L1组成抗串模干扰电路，抑制正态噪声，对电磁干扰有很强的衰减旁路作用。滤波后的交流电压经桥式整流以及电解电容C3滤波后变为310V的脉动直流电压。此电压分两路：一路经R1、R2降压及C8滤波后为芯片IC1的7脚提供16V的启动电压、1mA的启动电流；另一路经高频变压器一次侧为开关功率管的漏极提供驱动电压。NF是反馈电路绕组，振荡启动后的感应电压经VD6整流以及电容C8滤波后供给IC1工作运行电压。NF的另一个作用是监视、检测电路运行状况，如果出现不良现象，立即将有关信息送到IC1进行处理。R4、C6是决定片内工作频率的重要元件。C9是消噪电容，R6是电流检测电阻，该电阻具有过电压、欠电压保护的功能，R5是电压负反馈电阻，用于过电流保护。VS1、VD5是一次绕组峰值电压缓冲网络吸收回路，它对开关管VT1的漏电流、二次侧反馈到一次侧的峰值电流进行吸收旁路，同时将一次绕组的漏电感反向耦合到二次侧，降低一次绕组的负载矢量，它的存在极为重要；VD8、VD9是肖特基整流二极管，它直接关系到电源效率、电源的稳定性以及输出纹波电压的高低，要求整流二极管的反向恢复时间小于10ns；C10、R7及C11、R8是二次整流高频旁路组件，它对于降低纹波电压有一定的作用。为增加采样的稳定性，使发光二极管不发生闪烁，并联电阻R10；R11、C16是为增强瞬态响应而设立的；R12、R13、R14是输出电压Vo1、Vo2的采样电阻，用采样电压调制转换占空比。

3.1.2 UC3842电路元器件参数的计算

1．UC3842工作频率的计算

开关电源的变换方式中有脉冲调频式和脉冲调宽式。不管何种方式，在脉宽调制过程中，都必须具有频率振荡发生器，它的作用是将采样控制信号变换为脉宽控制信号。

fwo=Ki/（R4·C6）

式中，Ki为RC振荡电路介电常数，取1.732。

fwo=1.732/（10×103×3.3×10-9）Hz=52.5kHz

2．峰值电压及一次整流二极管的选用

电源在转换过程中，应将一次电能在高频高电压（峰值电压）的作用下，最快最有效地传递到二次电路中，去驱动负载。这种高频高电压对电能转换是有好处的，但对电路中的元器件是一种考验。电压过高会使元器件发热，也可能会烧毁；电压太低，转换速度较慢，效率低，也可能不能工作。所以正确计算峰值电压极为重要。

式中，IPK为一次绕组的峰值电流，IPK=1.146A；Dmax为最大占空比，Dmax=0.514；LP为高频变压器一次绕组电感，LP=620μH。

经计算，选用整流二极管所承受的电流为最大峰值电流一半的3倍，即；所承受的电压为峰值电压一半的2倍，即。根据计算结果选用N5406，它的最高反向工作电压VRM=600V，额定整流电流IF=3A。

3．低通输入电路的计算

（1）低通滤波电容容量的计算

Cin=C1∥C2=0.1μF∥0.1μF=0.1×0.1/（0.1+0.1）μF=0.05μF

（2）低通滤波最大阻抗的计算

Rin=Vi（max）·η/IPK=374.71×0.85/1.146Ω=277.93Ω

注：IPK可根据3.1.4节的方法1得到。

（3）低通滤波高低频段的计算

通过对高低频段计算，来核定UC3842对输入交流电所串入的干扰频道的抗共模干扰能力。频道越宽，抗干扰的范围越大。

（4）PWM转换元件的计算

1）IC1供电降压电阻R1、R2的计算

R1+R2=Vi（min）/Ista=120.19/1×10-3Ω≈120kΩ，取R1=R2=56kΩ

2）一次整流滤波电容C3的计算

4．电流检测电阻R5的计算

IC1的3脚为片内脉宽调制电流检测输入，输入信号经比较器后的电流去驱动触发器，控制片内PWM的开启与关闭，从而起到脉宽调制和过电流保护的作用。它的吸收电流小于190μA，门控电压为0.5～1.5V。

R5=Vdoor/1.3IPK=0.5/（1.3×1.146）Ω=0.336Ω≈0.3Ω

5．检测电流变换电压的电阻R6的计算

查看UC3842的技术资料可知，3脚的门控电流Idoor=600μA，设门控电压Vdoor=0.6V，得到R6=Vdoor/Idoor=0.6/（600×10-6）Ω=1kΩ。

6．IC1的供电阻流电阻R3的计算

设UC3842的工作电流为20μA

VR3=VF-Vwor=17.963V-16V=1.963V

R3=VR3/Iwor=1.963/（20×10-3）Ω=0.098×103Ω≈100Ω

7．光电接收晶体管高频脉冲旁路电容C4的计算

光电转换接收晶体管很容易受到采样转换过程中的杂乱脉冲或外界干扰信号的影响，C4是为加快信号传输、防止信号干扰而设计的。

C4=KcetceIoc/（KripVcerMOS）

式中，Kce为输入充电信号对芯片内的误差放大器充电系数，取1.8；tce为接收晶体管集电极充电到最大值所需的时间，为1.5ms；Ioc为软启动电流，为1.2mA；Vce为芯片的1脚内的输出电压，设为3.0V；rMOS为UC3842的输入阻抗，为110Ω；Krip为芯片输入纹波系数，Krip=10%。

C4=1.8×1.5×10-3×1.2×10-3/（10%×3×110）F≈0.1×10-6F=0.1μF

3.1.3 输出控制电路元器件的计算

1．发光二极管限流电阻R9的计算

R9=（Vo2-VREF-VLED）/IF

式中，VLED为发光二极管的管压降，取0.3V；IF是光耦合工作电流，为15mA。

R9=（5-2.5-0.3）/（15×10-3）Ω=147Ω，取150Ω

2．取样电阻R15、R14的计算

总的反馈电流

IF=VREF/R12=2.5/（5×103）A=500μA

两路反馈系数

K1=Io1/（Io1+Io2）=3/（3+2）=0.6

K2=Io2/（Io1+Io2）=2/（3+2）=0.4

计算各路反馈电流

IF1=K1·IF=0.6×500×10-6A=300×10-6A

IF2=K2·IF=0.4×500×10-6A=200×10-6A

计算R13、R14的阻值

R13=（Vo2-VREF）/IF2=（5-2.5）/（200×10-6）Ω=12.5kΩ

R14=（Vo1-VREF）/IF1=（12-2.5）/（300×10-6）Ω=31.7kΩ

3．滤波电感L2的估算

L2=2π（VS-VD-Vo）/（Io1·ton）

式中，ton=Don/f，Don=Vo/（VS+VD）=12/（17.963+0.4）=0.654

ton=0.654/（200×103）s=3.27μs

L2=2×3.14×（17.963-0.4-12）/（3×3.27×10-6）H=3.56×10-6H，取3.5μH

4．二次输出滤波电容C12、C13容量的计算

式中，Vrip为纹波电压，是输出电压的3%，Vrip=Vo×3%=12V×3%=0.36V；ton（max）为整流二极管的导通时间，ton（max）=Dmax/（2fwor）=0.654/（2×100×103）s=3μs

C12取1100μF，C13取1000μF。

5．瞬态响应时间C16的计算

电源的灵敏度就是电源对负载的变化反应的快慢，瞬态响应反映的就是电源的灵敏度。C16是影响电源瞬态响应时间的重要电容，同时C16对电源电压的调整率和负载调整率也有一定的影响，它与R11组成对信号采样的一个稳定网络平台。

C16=1/（2πfos·R37·Kce）

式中，Kce为网络对C16充电时间常数，它与电容的容量和电容的材料有关，取Kce=0.16；fos为误差放大器的振荡频率，取fos=10kHz。

C16=1/（2×3.14×10×103×1.2×103×0.16）F=0.0829×10-6F≈0.1μF

6．二次整流高频旁路频率的计算

C10、R7组成高频旁路吸收回路，对二次整流出现的谐波电压起到抑制作用，有利于降低二次整流输出的纹波电压，也有利于输出电压的稳定。

3.1.4 UC3842电源高频变压器的设计计算

输入参量：AC85～265V，50Hz

输出参量：Vo1=12V，Io1=3A；Vo2=5V，Io2=2A，η=85%

fwo=100kHz；Po=Vo1Io1+Vo2Io2=12×3W+5×2W=46W；Pi=Po/η=46W/0.85=54.12W

查表3-1得VBmin=138.22V，VBmax=281.03V，IPO=Po/（VBmin·η）=46/（138.22×0.85）A=0.392A

方法1

（1）计算变压器匝比n及最高最低占空比

n=（VBmin-VDS（on））/[（Vo+VD）η]

式中，VDS（on）为开关MOS管截止电压，取10V；VD为整流二极管电压降，取0.4V。

n=（138.22-10）/[（12+0.4）×0.85]=12.165

开关管导通时间

ton（min）=Dmin/fwo=0.342/100×103s=3.42μs

（2）计算一次绕组峰值电流

IPK=IPO/Dmin=0.392/0.342A=1.146A

（3）计算磁心磁感应强度

ΔB=VBmax·K/VBmin

式中，K为磁电转换系数，取0.106。

ΔB=281.03×0.106/138.22T=0.215T

（4）计算变压器一次绕组电感

LP=VBmin·ton（max）/IPK=138.22×5.14/1.146μH=620μH

（5）计算变压器一次绕组匝数

NP=VBmin·ton（max）/（ΔB·Ae）

式中，Ae为磁心截面积，，查表2-3选用EE28，Ae=78mm2。

NP=138.22×5.14/（0.215×78）=42.364

（6）计算变压器二次绕组及反馈绕组电压

VS=（Vo+VD+VL）/K

式中，K为对二次半波整流，工作频率为200kHz的整流系数，；对50Hz的工频，整流系数。

VS1=（12+0.4+0.3）/0.707V=17.963V

VS2=（5+0.4+0.3）/0.707V=8.062V

VF=（VFD+VR3+VD）/K=（15+100×10×10-3+0.4）/0.707V=23.197V

（7）计算二次绕组及反馈绕组匝数

NS1=NP·VS1/（VBmax·Dmin）=42.364×17.963/（281.03×0.341）=7.94

NS2=NP·VS2/（VBmax·Dmin）=42.364×8.062/（281.03×0.341）=3.654

NF=NP·VF/（VBmax·Dmin）=42.364×23.197/（281.03×0.341）=10.255

（8）计算变压器磁心气隙

δ=4π×10-7×N2P·Ae/LP=4×3.14×10-7×42.3642×78/620m=0.284mm

（9）计算一、二次及反馈绕组线径

DP=KCu·IPK/JT

DS=KCu·Io/JT

式中，KCu为变压器耦合系数，取1.2；JT是高强漆包线电流密度，取5.5A/mm2。

DP=1.2×1.146/5.5mm=0.250mm

DS1=1.2×3/5.5mm=0.655mm

DS2=1.2×2/5.5mm=0.436mm

反馈线圈电流小不用计算。

（10）计算一、二次绕组导线面积

方法2

（1）计算高频变压器匝比及占空比

n=（VBmin+VDS）/（Vo-VD）

式中，VDS为MOS管导通压降，取2.5V。

（2）计算变压器一次绕组峰值电流

IPK=2Po/（VBmax·Dmin·η）=2×46/（281.03×0.341×0.85）A=1.129A

（3）计算变压器一次绕组电感

LP=V2Bmin·ton（max）·Dmin·η/Po=138.222×5.13×0.341×0.85/46μH=618μH

（4）计算磁心的磁感应强度

ΔB=VBmin·Dmax·η/VBmax=138.22×0.513×0.85/281.03T=0.214T

（5）计算变压器一次绕组匝数

NP=LP·IPK/（ΔB·Ae）=618×1.129/（0.214×78）=41.8

（6）计算二次绕组及反馈绕组电压

（7）计算二次绕组及反馈绕组匝数

NS1=（VS1+VD）（1-Dmax）NP/（VBmin·Dmin）=

（17.524+0.4）（1-0.513）×41.8/（138.22×0.341）=7.741

NS2=（VS2+VD）（1-Dmax）NP/（VBmin·Dmin）=

（8.76+0.4）（1-0.513）×41.8/（138.22×0.341）=3.96

NF=（VF+VD）（1-Dmax）NP/（VBmin·Dmin）=

（21.905+0.4）（1-0.513）×41.8/（138.22×0.341）=9.633

（8）计算磁心气隙

δ=0.4π·LP·I2PK/（ΔB2·Ae）=0.4×3.14×0.618×1.1292/（0.2142×78）mm=0.277mm

方法3

（1）计算高频变压器匝比及占空比

（2）计算一次绕组电感

LP=V2Bmax·η2/2Po=281.032×0.852/（2×46）μH=620μH

（3）计算一次绕组峰值电流

IPK=VBmin·ton（max）/LP=138.22×5.13/620A=1.144A

（4）计算磁心磁通密度（即磁感应强度）

ΔB=（Vi（min）+VDS（on））/LP=（120.19+10）/620T=0.210T

（5）计算一次绕组匝数

NP=LP·Dmin/（4π·IPO）=620×0.341/（12.56×0.392）=42.94

（6）计算二次绕组及反馈绕组电压

VS1=πVo1/（ΔB·n·η）=3.14×12/（0.21×12.131×0.85）V=17.401V

VS2=πVo2/（ΔB·n·η）=3.14×5/（0.21×12.131×0.85）V=7.250V

VF=πVFO/（ΔB·n·η）=3.14×15/（0.21×12.131×0.85）V=21.751V

（7）计算二次绕组及反馈绕组匝数

NS1=（VS1+VDS）/（ΔB·n）=（17.401+2.5）/（0.21×12.131）=7.812

NS2=（VS2+VDS）/（ΔB·n）=（7.25+2.5）/（0.21×12.131）=3.827

NF=（VF+VDS）/（ΔB·n）=（21.751+2.5）/（0.21×12.131）=9.519

（8）计算磁心磁间隙

δ=4π×10-4·NP·IPK/ΔB=12.156×10-4×42.94×1.144/0.21mm=0.284mm

方法4

（1）计算高频变压器一次绕组反向匝比及占空比（利用输出电压和开关管D-S电压降之差与一次绕组最低感应电压之比）

式中，K为二次线圈电压变换输出电压系数。

（2）计算一次峰值电流

IPK=DmaxPo/（Vi（min）·n·η）=0.514×46/（120.19×0.2×0.85）=1.157A

（3）计算一次绕组电感

LP=（VBmin·Dmin+2VDS）/（2Po）=（138.22×0.375+2×2.5）/（2×46）μH=0.618μH

（4）计算一次绕组匝数

NP=（LP·VBmax+VDS（on））η/ton（min）=（0.618×281.03+10）×0.85/3.75=41.633

（5）计算磁心磁通密度

ΔB=0.2Dmin·Vi（min）/NP=0.2×0.375×120.19/41.633T=0.217T

（6）计算二次绕组及反馈绕组电压

VS1=（Vo+VD+VL）η/（0.4π·Dmax）

=（12+0.4+0.3）×0.85/（0.4×3.14×0.514）V=16.721V

VS2=（VS2+VD+VL）η/（0.4π·Dmax）

=（5+0.4+0.3）×0.85/（0.4×3.14×0.514）V=7.505V

VF=（VF+R3·Iwo+VD）/（0.4π·Dmax）

=（15+100×10×10-3+0.4）/（1.256×0.514）V=25.403V

（7）计算二次绕组及反馈绕组匝数

NS1=VS1·n/Dmin=16.721×0.2/0.375=8.92

NS2=VS2·n/Dmin=7.505×0.2/0.375=4.003

NF=VF·n/Dmin=25.403×0.2/0.375=13.548

（8）计算变压器磁心气隙

δ=Dmax·IPK/（10ΔB）=0.514×1.157/（10×0.217）mm=0.274mm

方法5

（1）计算变压器绕组反向匝比（利用输出电压和开关管D-S电压降之和与输入最低电压之比）

（2）计算一次绕组峰值电压

IPK=2Po·η/[（VBmin-2VDS）·Dmax]=2×46×0.85/[（138.22-2×2.5）×0.514]A=1.142A

（3）计算一次绕组电感

LP=（VBmax·Dmin-2VDS）η/（3Po）=（281.03×0.375-2×2.5）×0.85/（3×46）μH=0.618μH

（4）计算磁心磁感应强度

ΔB=（VBmax·Dmin+2VDS）/（LP×103·η）=（281.03×0.375+2×2.5）/（0.618×103×0.85）T=0.210T

（5）计算变压器一次绕组匝数

NP=VBmax·Ae/（LP×103·η）=281.03×78/（0.618×103×0.85）=41.729

（6）计算二次绕组及反馈绕组电压

VS1=η（Vo1-3VD）/Dmax=0.85×（12-3×0.4）/0.514V=17.86V

VS2=η（Vo2-3VD）/Dmax=0.85×（5-3×0.4）/0.514V=6.284V

VF=η（VFO-3VD）/Dmax=0.85×（15-3×0.4）/0.514V=22.821V

（7）计算二次绕组及反馈绕组匝数

NS1=（VS1+VDS（on））/ton（min）=（17.86+10）/3.75=7.429

NS2=（VS2+VDS（on））/ton（min）=（6.284+10）/3.75=4.342

NF=（VF+VDS（on））/ton（min）=（22.821+10）/3.75=8.752

（8）计算变压器磁心气隙

式中，AL为变压器磁感应系数，有气隙时，在高频作用下直流磁感应强度下降，而交流磁感应强度增加，有气隙时AL=4.2nH/匝2，，无气隙时AL=2.4nH/匝2。

总之，通过上面5种计算方法，40多道计算公式，得到的小型开关电源所有数据的误差相差很小，这说明高频变压器的设计方法灵活，计算公式很 多。